安川變頻器報GF/LF/OU故障代碼維修問題判斷

安川變頻器報GF/LF/OU故障代碼維修問題判斷

兩例變頻器開關電源電路實例 兼論電容C23在電路中的重要作用 先看以下電路實例：圖1 東元7200PA 37kW變頻器開關電源電路圖2 海利普HLPP001543B型15kW變頻器開關電源電路圖1、圖2電路結構和原理基本上是相同的，下面以圖1電路例簡述其工作原理。開關電源的供電取自直流回路的530V直流電壓，由端子CN19引入到電源/驅動板。電路原理簡述：由R26R33電源啟動電路提供Q2上電時的起始基極偏壓，由Q2的基極電流Ib的產(chǎn)生，導致了流經(jīng)TC2主繞組Ic的產(chǎn)生，繼而正反饋電壓繞組也產(chǎn)生感應電壓，經(jīng)R32、D8加到Q2基極；強烈的正反饋過程，使Q2很快由放大區(qū)進入飽合區(qū)；正反饋電壓繞組的感應電壓由此降低，Q2由飽合區(qū)退出進入放大區(qū)，Ic開始減?。徽答伬@組的感應電壓反向，由于強烈的正反饋作用，Q2又由放大狀態(tài)進入截止區(qū)。以上電路為振蕩電路。D2、R3將Q2截止期間正反饋電壓繞組產(chǎn)生的負壓，送入Q1基極，迫使其截止，停止對Q2的Ib的分流，R26-R33支路從電源提供Q1的起振電流，使電路進入下一個振蕩循環(huán)過程。 5V輸出電壓作為負反饋信號（輸出電壓采樣信號）經(jīng)穩(wěn)壓電路，來控制Q2的導通程度，實施穩(wěn)壓控制。穩(wěn)壓電路由U1基準電壓源、PC1光電耦合器、Q1分流管等組成。5V輸出電壓的高低變化，轉化為PC1輸入側發(fā)光二極管的電流變化，進而使PC1輸出測光電三極管的導通內阻變化，經(jīng)D1、R6、PC1調整了Q2的偏置電流。以此調整輸出電壓使之穩(wěn)定。這是我的第二本有關變頻器維修的書中，對圖1電路原理的簡述，由于疏漏了對電容C23作用的講解，給讀者帶來了一些疑問：1）N2繞組負電壓是如何加到Q2基極的？2）電路中C23的作用是什么？3）C23的充、放電回路是怎樣走的？這3問題涉及到電路原理的關鍵部分，無它，開關電管Q2即無法完成由飽和導通進入放大區(qū)快速截止重新導通的工作狀態(tài)轉換，三個問題其實又只是一個問題，即圖1的C23（或圖2中的C38）究竟對電路的工作狀態(tài)轉換起到怎樣的重要作用？

先不要忙，將這個問題暫且按下不表，先說幾句題外話。在由3844（42/43/34）PWM脈沖芯片為核心構成的開關電源電路，大行其道的今天，像圖1、圖2這樣由兩只雙極型晶體管構成的開關電源電路（對比于集成器件，或稱之為分立元件構成的開關電源），仍占有一席之地，在數(shù)個變頻器廠家的產(chǎn)品中，得到應用。難道是廠家技術人員有懷舊情結嗎？還是為了降低生產(chǎn)成本？其實都不是！采用分立元件做開關電源，設計人員肯定有更全面和深入的考慮。而我的維修經(jīng)驗而論，我比較傾向和于由分立元件構成的開關電源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和維修都比較讓人放心。電路的質量，并不取決于采用集成器件或分立元件，也不取決于電路采用元器件的數(shù)量多少，這些都是形式而非本質。相對于分立元件組成的電路，集電器件是否就具有技術上的性和工作上的可靠性？則真的是一個問號，不可一概而論。比較二者電路的設計難度，分立元件的電路，恐怕難度要更高一些。與分立元件的電源相比，用3844做成的電源電路，更像一個“傻瓜型”電路，有固定的電路模式，與成型外圍作成一個電路單元，可以應急取代任意開關電源電路，達到修復目的（有的技術人員已經(jīng)這樣做了）。電路的元件數(shù)量愈少，電路結構越是精簡，電路的故障率就越低，這是一個被實踐驗證的法則。實際維修中，采用圖1電路形式的開關電源，故障率和可靠性，要優(yōu)于用集成器件做成的開關電源。個別電源，停電時還好好兒的，一上電，開關管就炸掉了，說明“傻瓜型”電路，在設計上也不可掉以輕心，關鍵環(huán)節(jié)電路參數(shù)
的嚴重偏離，也會導致電路設計的失??！電路的優(yōu)劣，還是不在于電路的形式，不在于采分立元件還是采用集成器件，用3844芯片設計的大量經(jīng)典電路，在變頻器開關電源中也同樣大展身手。此處不再討論兩種電路的優(yōu)劣，結合電路的振蕩工作過程，說明一下電容C23在電路中所起的作用。1）變頻器上電瞬間，由啟動電阻R20R30、R33提供開關管Q2的基極正偏電流，Q2由截止狀態(tài)進入放大區(qū)，產(chǎn)生IC2開關變壓器TC2的主繞組N1流入電流而儲能反饋繞組N2產(chǎn)生上+下-的感應電壓信號，經(jīng)二極管D8輸入開關管Q2的基極，使Ib2IC2，直至IC2達到飽和。引發(fā)振蕩狀態(tài)的個轉折。二極管D8正偏導通時，相當于將電容C23短接
（二者成并聯(lián)接法），C23在此時不起作用。2）Q2飽和期間（IC2不再變化），N2感生正電壓降低Ib2IC2令Q2退出飽和區(qū)進入放大區(qū)。IC2N2反饋繞組感應電壓反向，從圖1上看，感應電壓的極性變?yōu)樯县撓抡?，二極管D8反偏截止。假設沒有C23，電路的振蕩過程將被阻斷，C23的作用在此時凸顯，使振蕩過程能夠得以繼續(xù)。D8反偏，相當于開路，解除了對C23的短接，N2感應電壓，經(jīng)R32、Q2的be結到電源地，形成C23的充電電流通路，在C23上形成左+右-的充電電壓。從信號耦合的角度來看，C23將N2繞組的負向電壓耦合至Q2的基極，對Q2基極的正偏電壓進行了衰減，令Ib2IC2，強烈正反饋過程使Q2很快進行截止狀態(tài)。再換一個角度看，在中、高頻電路，雙極型晶體管的be結電容，不容忽視。

正向偏壓，對結電容實施了上+下-的充電控制，C23所提供的負向電壓，有反向強制將Q2的be結電容所儲存的“電荷拉出”的作用，能令其快速截止。這是為什么要對開關管施加負向偏壓的原因。Q2截止后，因為C23上負壓的存在（C23上的負壓有一個放電時間），C23能維持一定時間的截止，直到其負向電壓能量因放電小于啟動電阻所提供正向電壓的能量，Q2由截止狀態(tài)，又會再度進入放大區(qū)。C23的負電壓（對Q2來講，是負向偏壓）的放電回路：C23右端的負電壓R32N2繞組到地DC530V供電電源啟動電阻C23的左端，C23的充電電荷被泄放，Q2負向偏壓消失，為重新導通創(chuàng)造了條件。并聯(lián)在分流管Q1的c、e極的二極管D9，限制Q2的be結反偏壓峰值，有保護Q1、Q2的作用。電路設計中，C23容量的選值和R33的選值，作為RC時間常數(shù)影響到振蕩周期，需要與開關變壓器的相關參數(shù)一起，精心核算和核準。 變頻器對DC530V電壓的采樣和檢測，是通過對開關變壓器二次繞組的電壓采來完成的。我在相關博文已道破這一“機密”。在這里順便明一下。 開關管Q2飽合導通時，將TC2的初級繞組接入直流530V電源的兩端，此時D11正偏導通，將N3繞組感應所得，與DC530V供電成比例的負向交流電壓，整流和后續(xù)RC電路濾波后，得到-42V電壓采樣信號，送MCU主板電路，用于直流電壓顯示、過、欠壓報警與停機保護，控制VVV/F輸出等。D11和D12接于同一個次級繞組上，D12在Q2截止期間（TC2釋放磁能）正偏導通，D將“大面積低幅度”的正向脈沖整流作為5V供電，而D11卻在Q2飽和導通期間，將“小面積而幅度高”的負向脈沖做負向整流后，作為電壓檢測信號。D12整流電壓是穩(wěn)壓的，D11輸出電壓值，僅反映DC530V電壓的高低，并非穩(wěn)壓輸出，為什么？朋友們可以自己先想一下，我的直流電壓檢測電路的問號一文中已有討論，上此不予贅述了。圖3 直流回路電壓采樣等效電路及波型示意圖 為驅動電路供電的六組相互隔離的整流、濾波電路，省略未畫，請參見第四章驅動電路的相關內容。 對開關電源故障的檢修，要找出其中關鍵的脈絡。

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主要有兩個電路環(huán)節(jié)： 1、振蕩支路包括起振電路和正反饋信號回路。起振電路：由TC2主繞組、開關管Q2的C、E極構成Q2的IC電流回路，和由啟動電阻R26R33、Q2的發(fā)射結構成的（Ib）起振回路；由TC2的正反饋繞組（有時稱自供電繞組，本電路中兼有兩種身份）、R32、D8構成的正反饋回路。起振回路和正反饋回路，二者結合，共同提供了和滿足了開關管Q2的振蕩條件。 2、穩(wěn)壓支路U1、PC1、Q1構成了對輸出電壓的采樣電路和電壓誤差放大電路，以Q1對Q2的IC的分流作用實現(xiàn)對輸出電壓的調整